Аналитические весы

вносит паразитного сопротивления в цепи разрядов аналогоцифро-

вого преобразователя и для реле неопасно протекание больших токов

через перекидной контакт. Кроме того, применение реле позволит

произвести гальваническое разделение силовой цепи в 12 В от це-

пи питания ОЭВМ в 5 В. Существенный недостаток использования реле

в качестве разрядных ключей является их низкое быстродействие -

от 10 до 50 милисекунд, однако оно может быть компенсировано ис-

пользованием алгоритма скорейшего поиска необходимого значения

цифрового кода.

Из скудного ряда доступных нам достаточно миниатюрных реле,

мы сразу отказались от реле с герконовым переключателем (РЭС-55),

так как они оказались бы в зоне воздействия сильного магнитного

поля устройства взвешивания, когда факт включения ее контакта

мог быть не бесспорным, и из-за слишком большого времени надеж-

ного срабатывания - 25...40 милисекунд. Из реле с механическим

контактором больше всего подходило РЭС-10, во-первых, из-за ма-

лых размеров, во-вторых, из-за возможности включения контакта

при напряжениях в 4 Вольта, в-третьих, из-за ориентированности

ее конструкции на крепление непосредствено к монтажной печатной

плате, в-четвертых, из-за самой высокой скорости срабатывания

из всех идентичных ей образцов - не более 10 милисекунд, в-пятых,

из-за относительно низкого потребления тока - около 35 милиам-

пер.

Разработанная на основе всего вышеизложенного принципиаль-

ная электрическая схема цифроаналогового преобразователя пред-

ставлена на рис. 5. В этой схеме с выхода программируемого па-

раллельного адаптера КР580ВВ55А нулевой потенциал подается в ба-

зу транзистора VT0 (VT1,...,VT19,VT20) - КТ361Е, вызывая отпира-

ние его перехода эмитер-колектор и протекание постоянного тока,

напряжением в 5 Вольт, через обмотку реле K0 (K1,...,K19,K20) -

РЭС-10. Непосредственное включение обмоток реле с выводов микро-

схемы КР580ВВ55А невозможно из-за их низкой нагрузочной способ-

ности (3,2 мА), при величинах токов, потребляемых реле РЭС-10,

порядка 35 мА.

Поскольку коммутирование контактов реле не происходит

мгновенно и характеризуется явлением, называемым в литературе

"дребезгом", для предотвращения подгорания контактов реле, до

момента уверенного их срабатывания, цепь 12 Вольтового питания

разорвана на переходе эмитер-колектор мощного транзистора VT22

(КТ972). После выдерживания паузы в 11 мС, необходимых для уве-

ренного срабатывания контактов реле РЭС-10, на выход P3.5 ОЭВМ

подается сигнал нулевого потенциала, поступающий на базу транзис-

тора VT21 (КТ361Е) и отпирающий его переход между колектором и

эмитером. После этого в базу транзистора VT22 поступает потен-

циал, достаточный для отпирания его перехода эмитер-колектор.

Представленная на рис. 5 принципиальная электрическая

схема коммутатора исполнительной цепи позволяет не только из-

бавиться от проблемы подгорания контактов реле, но и избежать

перегрева низкоомных сопротивлений многозвенной цепочки резис-

торов большими токами, посредством сбора цепи на очень малень-

кий интервал времени 300 микросекунд.

Для подавления колебаний тока при выключении обмотки реле,

обладающей индуктивностью, параллельно ей включен шунтирующий

диод VD0 (VD1,...,VD19,VD20).

Суммированное с выходов всех активных разрядов напряжение

будет проходит через катушку устройства взвешивания.

УСТРОЙСТВО ВЗВЕШИВАНИЯ

Вначале для устройства взвешивания мы изготовили 100 витко-

вую катушку диаметром 20 мм из медной проволки толшиной 0,07 мм,

а магнитное поле создавали при помощи плоского постоянного магнита

размером 100х60х17, которые на фабричном комплексе АО ССГПО исполь-

зуются на магнитных сепараторах для извлечения железа из руды.

При пропускании тока от пальчиковой батарейки напряжением

1,5 В мы наблюдали поразительный эффект: катушка подлетала в вверх

даже при токах в несколько мА, переворачивалась в воздухе и "прили-

пала" к магниту. Этот, воодушевлявший наши усилия, эффект неожидан-

но наткнулся на два препятствия:

1) магнит притягивал к себе все металлические предметы в ди-

аметре 100...300 мм, то есть создавал очень сильное магнитное поле;

2) при смещении катушки на небольшое расстояние, незначитель-

но изменялась величина тока, необходимая для ее подьема, то есть

встала проблема фиксации катушки над магнитом.

Чтобы решить одновременно обе проблемы мы использовали в ка-

честве устройства взвешивания аккустический динамик 4ГД-35, предва-

рительно удалив из него бумажный диффузор и его верхний фиксатор,

прикрепив клеем "Момент" плошадку взвешивания к внутренней поверх-

ности катушки, мы не только зафиксировали ее в наиболее эффективной

точке взаимодействия магнитного и электрического полей (определено

экспериментально), но и решили проблему возврата катушки на исход-

ное место после снятия напряжения за счет веса этой площадки (рис.

6). Теперь подьем площадки взвешивания происходил без видимых откло-

нений величины токового сигнала с доступной нам точностью измере-

ний в 0,0001 А цифровым вольтметром В7-40.

Поскольку неисключен резкий подъем площадки в процессе прог-

раммного подбора необходимой величины тока, для предотвращения раз-

брызгивания взвешиваемых жидкостей и рассыпания сыпучих навесок мы

снабдили конструкцию ограничителем подъема площадки с зазором меж-

ду ними в 1 мм, достаточным для датчика фиксации подъема веса, сос-

тоящего из излучателя и приемника инфрокрасного излучения (рис. 6).

ДАТЧИК ПОДЪЕМА ВЕСА

Вес считается измеренным, если площадка поднялась при значении

токового аналога I, но не поднялась при I-MP (MP - величина тока, со-

оттветствующая Младшему Разряду цифроаналогового преобразователя).

Для определения момента подъема площадки взвешивания мы использовали

оптический датчик отслеживания перекрытия просвета, состоящий из ма-

ломощного излучателя и приемника инрокрасного (невидимомого) спектра.

Электрическая пинципиальная схема излучателя инфрокрасного диа-

пазона заимствована нами из концевых выключателей ограничения подачи

головки принтера СМП 6327 [5], которая приведена на рис. 7.

Принцип работы этого излучателя следующий:

1) емкость C2 постепенно заряжаясь создает на базе транзистора

VT1 потенциал, достаточный для отпирания перехода колектор-эмитер,

в результате чего потенциал на базе транзистора VT2 становится нуле-

вым и сопровождается отпиранием его перехода эмитер-колектор, при

этом возрастание положительного потенциала на базе транзистора VT3

приводит к плавному отпиранию его перехода колектор-эмитер с протека-

нием тока через резистор R4 и диод VD1 (АЛ107А [16]), сопровождаемый

излучением инфрокрасного спектра. В процессе протекания тока через пе-

реход эмитер-коллектор транзистора VT2, емкость C2 разряжается и запи-

рает транзистор VT1, который в свою очередь, запирает и транзистор VT2.

После запирания транзистора VT2, потенциал на базе транзистора VT3

падает и он запирается, прекращая свечение диода VD1. Затем этот

процесс повторяется в уже описанной последовательности.

Импульсный режим излучения выбран нами для исключения оценки

воздействия посторонних источников излучения на приемник и для по-

вышения мощности излучения диода КД107 с 6 до 45 мВт.

Емкость C1 включена в принципиальную электрическую схему (рис.

7) для сглаживания негативного воздействия импульсов тока на ста-

билизатор блока питания.

Достижение в процессе подбора цифрового аналога тока значения,

при котором преодолен вес взвешиваемого вещества, сопровождается под-

нятием площадки для взвешивания и, как следствие, перекрытием створа

излучатель-приемник. Для идентификации данного события и необходим

приемник импульсного излучения инфрокрасного спектра. От схемы прием-

ника, используемого в принтере СМП-6327 [5], пришлось отказаться, так

как он не обеспечивал устойчивого приема при расстояниях более 10 мм

между излучателем и приемником. Мы использовали в качестве приемника

часть электрической принципиальной схемы приемника инфрокрасного из-

лучения бытового телевизионного приемника [6], произведя только за-

мену фотоприемника ФД263 на более миниатюрный, но менее чувствитель-

ный фотодиод VD1 (FD125) венгерского производства (рис. 8).

Приемник представляет собой двухкаскадный усилитель с общим ко-

лектором, выполненный на базе транзисторов VT1 - VT3 (КТ315). Импуль-

сы инфрокрасного излучения воспринимаются фотодиодом VD1, при этом

он открывается и запирается, при отсутствии таковых. Таким образом,

транзистор VT1 играет роль согласователя высокочастотных импульсов,

в диапазоне 0...25 мВ, в низкочастотные с незначительным их усилени-

ем в 1,5...2 раза. Этот сигнал с эмитера VT1 поступает на базу тран-

зистора VT2, включенного в режиме его усиления при отпирании/запира-

нии перехода эмитер-колектор с коэффициентом 9-10, определяемым ном-

иналом резистора R5. При этом на выходе приемника, с колектора тран-

зистора VT2, генерируются колебания с амплетудой 5 Вольт и частотой

задаваемой излучателем. Резисторы R6, R7 и транзистор VT3 образуют

цепь положительной обратной связи между его входом и выходом, необ-

ходимой для их согласования и подавления помех.

Поскольку, удовлетворительных результатов мы добились уже пос-

ле двух каскадов усиления сигнала, то надобность в двух последующих,

имеющихся в схеме [6], отпала. Кроме того, мы понизили напряжение пи-

тания с 12 Вольт в схеме [6], до 5 Вольт, чтобы избежать обратного

преобразования, в связи с требованиями по входу ОЭВМ КР1816ВЕ51, без

ощутимого ухудшения параметров приемника.

Выходной сигнал приемника поступает на вход Р3.2 (INT0) ОЭВМ

КР1816ВЕ51 и, если после очередного изменения токового сигнала на

выходе цифроаналогового преобразователя, на входе P3.2 ОЭВМ не об-

наружены пульсации - значит вес преодолен.

ДАТЧИК ТЕМПЕРАТУРЫ ВОЗДУХА

Мощный блок питания будет источником излучения тепла в ог-

раниченный объем изделия, а, поскольку, величина сопротивления

резисторов зависит от их температуры, то для обеспечения аналити-

ческой точности взвешивания либо необходимо снабдить весы обратным

аналогоцифровым преобразователем, либо достаточно точным электрон-

ным датчиком температуры. Кроме того, наличие такого устройства в

аналитических весах необходимо из-за непостоянства комнатной тем-

пературы не только в разные периоды года, но и в течение суток.

Так как изготовление 21-разрядого аналоговоцифрого преобразователя

более трудоемко, затратно и сложнее, чем датчика температуры, то

мы и остановили свой выбор на последнем.

Одним из простейших видов датчика температуры, ориентирован-

ного на использование возможностей ОЭВМ КР1816ВЕ51, является преоб-

разователь температура-частота. ОЭВМ КР1816ВЕ51 имеет два входа

(P3.2-INT0, P3.3-INT1), изменение состояния которых (переход из "вы-

сокого" состояния сигнала в "низкое" или, наоборот) вызывает аппа-

ратное прерывание выполняемой программы с вызовом программы обра-

ботки этого события. Такая реакция ОЭВМ позволяет программно вы-

числить время между двумя смежными прерываниями или вычислить час-

тоту изменения сигнала.

Сущность этого датчика сводится к созданию генератора, час-

тота которого управляется напряжением из схемы измерения изменения

термосопротивления. В качестве генератора управляемого напряжением

можно использовать микросхему К531ГГ1 (мультивибратор автоколе-

бательный), схемы возможного применения которой приведены в [10],

а задание управляющего напряжения - посредством усиления напряжения

на выходе "моста" резисторов, в одно из плеч которого включено тер-

мосопротивление, при помощи операционного усилителя. Однако мы

смогли найти только старый вариант этого чипа - К218ГГ1-Н [11] и

при тестировании созданного на его основе преобразователя столкну-

лись с проблемой собственной нестабильности генерируемой микро-

схемой частоты при измененнии температуры воздуха, погрешность

в диапазоне температур 0...60°С, допустимых для электронных ком-

понентов данной технологии изготовления, варьировала в интервале

-11...+17% (рис. 9), что неприемлимо для обеспечения аналитической

точности взвешивания. Кроме того, микросхема К218ГГ1-Н имеет от-

носительно большое энергопотребление - около 100 мВт.

Аналогичные проблемы возникли при попытке ее замены на мик-

росхему К1108ПП1 (преобразователь напряжение-частота), которая кро-

ме этого требовала питания +15 В/-15 В.

Контроль стабильности частоты преобразователя мы производили

посредством помещения макета схемы в муфельную печь или морозильную

камеру холодильника с размещением термодатчика вне их. При такой

схеме, вследствие неизменности температуры термодатчика (25°С),

частота на выходе преобразователя должна быть стабильной. О непри-

емлемости преобразователя на микросхеме К218ГГ1-Н свидетельствует

кривая зависимости частота - собственная температура схемы, приве-

денная на рис. 9.

Схема преобразователя температура-частота, приведеннная в

[12], была свободна от отмеченных недостатков (рис. 10). Ее работа

основана на том, что прямое напряжение кремниевого диода, питае-

мого от источника постоянного тока линейно изменяется с температу-

рой в диапазоне 0..60°С. Диод VD1 (IN914) и резистор R2 образуют

делитедь напряжения, питающийся от генератора постоянного тока.

При возрастании температуры прямое падение напряжения на диоде

уменьшается, закрывая транзистор VT1 (ZTX300). Вследствие этого

выходное напряжение транзистора VT1 будет возрастать, что дает воз-

можность использовать его в качестве напряжения, управляющего ге-

нератором D1.

Приведенные в схеме [12] импортные электронные компоненты бы-

ли заменены нами на их аналоги советского производства: D1 на

К176ЛП1 [10], VT1 - КТ617А, VT2 - КТ620А [15], VD1 - КД521А.

В пределах указанных номиналов электронных компонентов при

температуре 0°С частота составила 478 Гц с приростом в 3 Гц на

градус температуры. Зависимость температура-частота имела практи-

чески линейный вид в диапазоне температур 0...60°С и соответство-

вала характеристикам, приведенным в работе [12]. Время установки

стабильной частоты при резком перепаде температур не более 25 се-

кунд. Однако работа преобразователя не отличалась высокой точнос-

тью, а самое неприятное - стабильностью (рис. 11), хотя область

устойчивой работы схемы расширилась на 5 градусов, а сама погреш-

ность уменьшилась до -10...+10%.

Для устранения отмеченных недостатков мы повысили напряжение

питания преобразователя с 9 до 12 Вольт, заменили "комплиментарную

пару" транзисторов (два транзистора, изготовленные по одинаковой

технологии n-p-n и p-n-p типов, коэффициенты усиления которых

равны) на более мощную (КТ972Б и КТ973Б) и подобрали более чувст-

вительный и стабильный диод (КД407А). Такие изменения являются до-

пустимыми для микросхемы К176ЛП1, так как она является аналоговой

и содержит набор трех p- и трех n-канальных КМОП-транзисторов. Эти

преобразования позволили не только стабилизировать работу преобра-

зователя температура-частота (рис. 12), но и избавиться от необхо-

димости понижения имеющегося в нашем блоке питания напряжения в 12

Вольт до необходимых для схемы [12] 9 Вольт. Зона стабильной рабо-

ты преобразователя температура-частота расширилась на 35°С (рис.

12) и расположилась в интервале приемлемых температур для работы

аналитических весов в условиях помещений (5...60°С), с учетом дос-

таточно высокого тепловыделения из компонентов блока питания ана-

литических весов. Погрешность стабилизации схемы в указанном диа-

пазоне изменяется в интервале -1.9...+1.7%, хотя в интервале тем-

ператур 0...3°С становится неприемлимой, достигая -13%.

В измененном варианте были получены следующие характеристики

преобразователя температура-частота: частота 2390 Гц при 0°С с

приростом от 3 до 8 Гц на градус температуры в интервале 0...100°C

(рис. 13). Нелинейностью графика зависимости температура-частота в

интервале 75...100°С можно пренебречь, так как достижение таких зна-

чений температуры в аналитических весах маловероятно, но даже при

проявлении данного события программа ОЭВМ КР1816ВЕ51 известит

пользователя о невозможности продолжения измерений. Тогда, зависи-

мость температура-частота может рассматриваться как линейная с при-

ростом на 3 Гц, на каждый градус увеличения температуры, и наоборот.

Тестирование схемы, приведенной в работе [12], и ее изменен-

ного нами аналога производилось сдедующим образом:

1) в аллюминиевой заготовке размером 38x50x10 были высверлены

3 отверстия диаметром 2.3, 4.2 и 5.9 мм для диода VD1, "жала" элек-

трического паяльника и спиртового градусника, соответственно

(рис. 14);

2) диод был запрессован в отверстие при температуре заготовки

в -5°С с таким расчетом, чтобы во всем исследуемом диапазоне тем-

ператур обеспечивался надежный контакт между ними;

3) отверстие для "жала" паяльника было выбрано из расчета, обе-

спечивающего вход его "жала" на глубину 19 мм при комнатной темпера-

туре в 25°С, а для градусника было увеличено на величину, исключа-

ющую его раздавливание с измененением температуры заготовки за счет

линейного расширения при уплотнении образуемого зазора асбестовой

нитью, обеспечивающей хорошую передачу температуры и компенсирую-

щей, возникающие в процессе прогрева заготовки сжимающие напряже-

ния;

4) выход 4 микрочхемы D1 и общий провод схемы подключили на

вход чвстотомера Ч3-64;

5) паяльником нагревали собранную заготовку до 102...107°С и

выключали его, оборачивали заготовку в брезентовый чехол для сглажи-

вания процесса теплообмена с окружающей средой, а затем по мере ее

остывания, отслеживаемого по показаниям спиртового градусника, брали

отсчеты от 100 градусов с интервалом в 5°С до комнатной температуры,

аналагичным образом поступали при отслеживании диапазона от 0°С до

комнатной температуры, удалением из заготовки паяльника и помеще-

нием заготовки в морозильную камеру бытового холодильника.

Для контроля аналогичные действия производили помещая заго-

товку в кипящую дисцилированную воду со снятием отсчетов в процессе

ее естественного остывания и укладывая в сосуд со льдом, изготовден-

ным в морозильной камере бытового холодильника из дисцилированной

воды, со снятием отсчетов в процессе его естественного оттаивания.

Использование дисцилированной воды было необходимо для предотвраще-

ния протекания тока между анодом и катодом диода через раствор, со-

держащий соли, которые всегда входят в состав обычной питьевой воды.

Эти измерения отличались большой продолжительностью, но позволили

избавиться от контактных погрешностей передачи температуры на диод

и градусник при очень плавном снижении/повышении температуры среды.

Измерения по изложенной выше методике были проведены 10 раз

(поровну - в воздушной и водной средах) и сведены в табл. 2. Анализ

этих данных показывает, что разброс результатов в водной и воздушной

средах практически одинаков, а следовательно, они могут считаться

равноточными. Происхождение погрешностей может быть самым разнооб-

разным, например, погрешность разбивки шкалы градусника, погрешность

частотомера, погрешность снятия отсчетов по шкале градусника, пог-

решность в скоростях реакции диода и градусника на изменение тем=

пературы и тому подобные, но с учетом того что их величины от изме-

рения к измерению варировали в незначительном интервале (+3...-3 Гц)

наиболее обьективные результаты могли быть получены посредством их

статистической обработке, по результатам которой и была построена

зависимость температура-частота (рис. 13) для дальнейшего использо-

вания программой аналитеческого взвешивания ОЭВМ КР1816ВЕ51.

Таблица 2

Результаты тарирования преобразователя температура-частота

Среда Воздушная Водная Среднее

t°С, Частота на выходе преобразователя, Гц частоты,

град. Гц

0 2389 2391 2391 2392 2393 2392 2386 2387 2390 2392 2390

5 2408 2409 2407 2412 2412 2410 2404 2402 2408 2411 2408

10 2427 2426 2426 2429 2431 2430 2425 2421 2424 2423 2426

15 2438 2437 2440 2446 2446 2447 2443 2442 2445 2440 2442

20 2454 2453 2457 2462 2463 2458 2449 2450 2458 2457 2456

25 2485 2481 2478 2480 2481 2483 2488 2474 2479 2478 2481

30 2498 2495 2495 2499 2500 2498 2501 2495 2496 2499 2498

35 2517 2516 2514 2526 2517 2516 2514 2513 2517 2516 2517

40 2537 2527 2540 2538 2540 2532 2538 2537 2538 2537 2536

45 2539 2556 2558 2555 2556 2555 2554 2554 2555 2555 2554

50 2576 2577 2583 2573 2583 2576 2576 2574 2576 2577 2571

55 2580 2598 2601 2598 2600 2597 2596 2596 2599 2597 2596

60 2619 2615 2620 2620 2620 2614 2621 2620 2618 2619 2619

65 2639 2639 2640 2642 2645 2640 2637 2641 2638 2640 2640

70 2662 2664 2670 2659 2664 2660 2661 2663 2663 2660 2663

75 2685 2684 2690 2684 2696 2686 2686 2688 2686 2687 2687

80 2960 2790 2715 2960 2720 2956 2947 3025 3816 2998 2889

85 3030 3029 3042 3018 3045 3017 3020 3092 3035 3023 3035

90 3080 3078 3096 3090 3100 3077 3070 3145 3109 3106 3095

95 3134 3121 3150 3138 3160 3138 3130 3190 3144 3125 3143

100 3175 3180 3188 3186 3190 3181 3175 3228 3199 3179 3188

Кроме того, для сглаживания импульсного воздействия схемы

на нагрузку блока питания в нее включена демфирующая емкость C2.

Для согласования выходного сигнала в 12 Вольт со входом ОЭВМ

КР1816ВЕ51 в 5 Вольт схема на рис. 10 дополнена преобразователем

12/5 Вольт, собранная из резисторов R8, R9 и R10, диода VD2 и тран-

зистора VT3, принцип действия которой будет изложен при описании

согласователя интерфейсов последовательных портов IBM и ОЭВМ.

БЛОК ИНДИКАЦИИ И УПРАВЛЕНИЯ

Блок индикации предназначен для вывода на табло измеренных

значений веса и управления пользователем режимами работы аналити-

ческих весов.

Принципиальная электрическая схема блока индикации и управ-

ления, разработанного нами, представлена на рис. 15. В схеме для

преобразования двоичной цифры, выдаваемой в биты 0, 1, 2 и 3 пор-

та P2 ОЭВМ КР1816ВЕ51, в напряжение логического уровня, появляю-

щееся в том выходе, десятичный номер которого соответствует дво-

ичному коду, использована микросхема D8 (К564ИК2 - дешифратор

Страницы: 1, 2, 3